第1页：第9章同步技术
第9章同步技术
第2页：研究问题
研究问题
- 载波同步
- 接收端恢复的相干载波应与发送端的载波同频同相
- 位同步
- 接收端产生与接收码元的重复频率和相位一致的定时脉冲序列的过程
- 群同步（帧同步）
- 接收端产生与“字”，“句”起止时刻相一致的定时脉冲序列
- 网同步
- 整个数字通信网内有一个统一的时间节拍标准9.1同步的概念
第3页：9.2锁相环
9.2锁相环
- 锁相环具有：
- 跟踪特性
- 窄带滤波特性
- 记忆特性可用来提取载波和位定时信号
- 有模拟和数字锁相环之分。
第4页：1锁相环路的组成和工作原理锁相环路
1锁相环路的组成和工作原理锁相环路
是一种关于时间的伺服系统，它是最重要的一种同步技术。锁相环路实现对周期信号的相位估计。锁相环路（PLL）由乘法器（鉴相器）、回路滤波器和压控振荡器(VCO)组成，回路滤波器VCO输出信号锁相环路（PLL）的组成
第5页：锁相环输入为压控振荡器输出
锁相环输入为压控振荡器输出
为：鉴相器是一个乘法器，它的输出回路滤波器G(s)是一个低通滤波器，例如它可以是简单的比例积分滤波器，其中二个参数，用来控制回路滤波器的带宽。回路滤波器的输出电压控制VCO。VCO产生一个正弦信号，它的相位为
第6页：VCO输出相位估计与输入电压之间
VCO输出相位估计与输入电压之间
是积分关系，锁相环的等效闭环系统方框图＋
第7页：鉴相特性为
鉴相特性为
从鉴相特性可见当相位误差时，产生正的误差电压去控制VCO，使得增加，从而减小相位误差。当时，产生负的误差电压去控制VCO，使减小，从而使相位误差向正的方向增大。平衡点是，这是一个稳定的平衡点
第8页：当环路工作在跟踪模式
当环路工作在跟踪模式
时，这时相位误差很小，可以采用近似得到闭环方程闭环传递函数如果代入此例积分滤波器G(s)的表示式，得到闭环传递函数为通过一些运算，其中
第9页：闭环传递函数的等效噪声带宽
闭环传递函数的等效噪声带宽
单边）不同阻尼系数之下，二阶环路的幅频特性曲线
第10页：当环路工作在捕获模式
当环路工作在捕获模式
时，这时相位误差比较大，线性近似不成立，环路方程为最简单的一阶环路情况，即，考虑到微分算子s，对于输入相位阶跃，则方程化简为0π－π
第11页：数字化接收机中锁相环的实现方法
数字化接收机中锁相环的实现方法
窄带滤波器：改用数字滤波器压控振荡器：用只读存储器代替鉴相器：可以是一组匹配滤波器
第12页：主要性能指标
主要性能指标
- 跟踪特性
- 锁定后，当输入信号频率变化时，锁相环重新调整后，VCO输出与输入信号存在稳态相差
- 同步带宽
- 锁定后，输出与输入信号保持同步的频带，只要输入信号的频差小于，VCO就能正常工作。
第13页：同步保持时间
同步保持时间
- 同步保持时间
- 锁定下，由于信号中断，锁相环仍能保持锁定状态所经历的时间。记忆特性d为滤波器电容放电时间的倒数。其值越大，则同步保持时间越长，但捕获时间也会越大。
- 捕捉时间
- 环路从捕捉到锁定所需的调整时间
- 捕捉带宽
- 捕捉时间对应的带宽：
第14页：9.3载波同步插入导频法
9.3载波同步插入导频法
外同步法）直接法（自同步法）提取载波的方法插入导频法DSB信号的插入导频法VSB信号的插入导频法直接法平方变换法同相正交环（Costas环
第15页：插入导频法
插入导频法
频法插入导频法可以用于接收信号中没有离散载频分量，而且在载频附近频谱幅度很小的情况。例如在单边带信号中，它既没有载波分量，又不能用直接法中的各种环路提取载波，只能用插入导频法。所谓插入导频，就是在已调信号频谱中额外插入一个低功率的线谱，以便接收端作为载波同步信号加以恢复。
采用插入导频法要注意三点：1、插入导频的频率一般就是信号载频，或者与载频相关的频率；2、在已调信号频谱的零点处插入导频，且要求在插入导频附近的信号频谱分量尽量小，这样有助于在接收端把导频分离出来；
3、插入导频的相位与原调制载波的相位正交，其目的在于使接收端解调输出中不产生新的直流分量
第16页：DSB信号的插入导频法
DSB信号的插入导频法
插入导频的位置应该在信号频谱为零的位置，否则导致导频与信号频谱成分重叠在一起，接收时不易取出插入导频的位置和相位
第17页：ct收方框图
ct收方框图
- ud(t)m(t)V(t)sin
- ct收方框图90o相移低通带通fc窄带带通发方框图m(t)sin
- ct-cos
- ct(正交导频)90o相移相加带通u0(t) = m(t)sin
- ct-cos
- ct
第18页：插入正交导频的目
插入正交导频的目
- 插入正交导频的目的：收端相乘器的输出V(t)中无直流。也可以插入同相导频，低通滤波器中加入隔直电容即可。
- 插入导频信号的功率应比较小，否则就成为AM信号了。
第19页：直接法
直接法
- 直接法原理有些信号，如抑制载波DSB信号，虽然本身不含载波分量，但对该信号进行某种非线性变换以后，可以从中取出载波分量来。
- 平方变换法
- 此方法适用于DSB双边信号带
第20页：一、平方环对于抑制载波的双边带调幅
一、平方环对于抑制载波的双边带调幅
或BPSK调制，接收到的信号为：消息的平均值为零，所以功率谱中不含有载波频率的离散谱线。把通过平方律器件，输出为用锁相环获得和的估计，然后用分频器得到和的估计。BPF平方环的工作原理方框图环路滤波VCO÷2
第21页：二个问题要注意
二个问题要注意
1、噪声的影响经平方后噪声增强。由于平方项的存在，噪声不再是高斯分布，噪声功率谱密度也不再平坦。平方环的相位误差的方差为其中称为平方损失因子，它等于Bbp为位于锁相环路前的带通滤波器BPF的带宽
第22页：平方环的鉴相特性平方环的鉴相特性
平方环的鉴相特性平方环的鉴相特性
特性为：稳定的平衡点有二个，和
第23页：二、Costas环Costas环
二、Costas环Costas环
- 二、Costas环Costas环，或称同相－正交环。输入信号：正交本地载频信号：，s(t)低通滤波低通滤波
- /2v5v6v2v4v3v1环路滤波VCOvdCostas环的原理框图载频输出解调输出
第24页：低通滤波后：，Costas环鉴相特性
低通滤波后：，Costas环鉴相特性
- 这个电压控制压控振荡器的输出电压相位，使尽可能地小。压控振荡器的输出电压就是科斯塔斯环提取出的载波。
- 当很小时，除了差一个常数因子外，电压v5就近似等于解调输出电压m(t)。
- 科斯塔斯环本身就同时兼有提取相干载波和相干解调的功能。
第25页：优缺点
优缺点
- 1、不需要对接收信号作平方运算，工作频率较低。
- 2、为了得到科斯塔斯环法在理论上给出的性能，要求两路低通滤波器的性能完全相同。
- 3、由锁相环原理可知，锁相环在(
- -
- )值接近0的稳定点有两个，在(
- -
- )等于0和
- 处。所以，科斯塔斯环法提取出的载频也存在相位含糊性。
第26页：载波同步的性能
载波同步的性能
- 1.相位误差
- 指提取的同步载波与需要的载波标准相比较，应该有应尽量小的相位误差
- 2.同步建立和保持时间
- 3.载波相位误差对解调的影响
第27页：相位误差
相位误差
- 相位误差的种类
- 恒定误差：由电路参量引起的
- 随机误差：由噪声引起的
- 恒定误差分析：
- 当提取载波电路中存在窄带滤波器时，若其中心频率fq和载波频率f0不相等，存在频率偏差
- f，则载波通过它时会有附加相移。设此窄带滤波器由一个单谐振电路组成，则由其引起的附加相移等于由上式可见，电路的Q值越大，附加相移也成比例地增大。
第28页：当提取载频的电路中采用锁相环
当提取载频的电路中采用锁相环
- 当提取载频的电路中采用锁相环时，若锁相环工作在稳态，压控振荡电压的频率f0应当和信号载频fc相同，并且其相位误差应当很小。设锁相环压控振荡电压的稳态相位误差为
- ，则有
- 式中，
- f是fc和f0之差，而Kd为锁相环路直流增益。为了减小误差
- ，由上式可见，应当尽量增大环路的增益Kd。
第29页：随机误差分析设这种相位误差
随机误差分析设这种相位误差
- n，它是由窄带高斯噪声引起的，所以是一个随机量。当大信噪比时，此随机相位误差
- n的概率密度函数近似为所以，在
- n= 0附近，对于大的r，f(
- n)可以写为我们知道，均值为0的正态分布的概率密度函数表示式为
第30页：参照上式正态分布概率密度的形式，f
参照上式正态分布概率密度的形式，f
- n)的公式可以改写为故此随机相位误差
- n的方差与信号噪声功率比r的关系为所以，当大信噪比时，由窄带高斯噪声引起的随机相位误差的方差大小直接和信噪比成反比。我们常将此随机相位误差
- n的标准偏差称为相位抖动，并记为
- 。
第31页：在提取载频电路中的窄带滤波器
在提取载频电路中的窄带滤波器
- 在提取载频电路中的窄带滤波器对于信噪比有直接的影响。对于给定的噪声功率谱密度，窄带滤波器的通频带越窄，使通过的噪声功率越小，信噪比就越大，这样随机相位误差越小。另一方面，通频带越窄，要求滤波器的Q值越大，则恒定相位误差
- 越大。所以，恒定相位误差和随机相位误差对于Q值的要求是矛盾的。
第32页：同步建立时间和保持时间
同步建立时间和保持时间
- 同步建立时间
- 从开始接收到信号（或从系统失步状态）到提取出稳定的载频所需要的时间。显然我们要求此时间越短越好。在同步建立时间内，由于相干载频的相位还没有调整稳定，所以不能正确接收码元。
- 同步保持时间
- 从开始失去信号到失去载频同步的时间。显然希望此时间越长越好。长的同步保持时间有可能使信号短暂丢失时，或接收断续信号时，不需要重新建立同步，保持连续提供稳定的本地载频。
第33页：同步建立时间和保持时间的关系
同步建立时间和保持时间的关系
在同步电路中的低通滤波器和环路滤波器都是通频带很窄的电路。一个滤波器的通频带越窄，其惰性越大。当在其输入端加入一个正弦振荡时，它输出端振荡的建立时间越长；当输入振荡截止时，输出端振荡的保持时间也越长。
显然，这个特性和我们对于同步性能的要求是相左的，即建立时间短和保持时间长是互相矛盾的要求。在设计同步系统时只能折中处理
第34页：载波相位误差对解调误码率的影响
载波相位误差对解调误码率的影响
在相干解调中，由于接收到信号载波的相位与接收机本地相位不一致会造成相干解调性能的下降。如果相位误差为，则相关器或匹配滤波器输出中的信号幅度下降了倍，相应的信噪比下降倍。对于BPSK相干解调来说，由于不完善的相位参考，误码率变为:其中，信噪比由于噪声的影响，载波跟踪相位误差是一个随机量，设它的分布密度为，则平均误码率为1.稳态相差的影响2.随机相差的影响
第35页：锁相环线性化模型
锁相环线性化模型
中，近似为零均值，方差为的高斯分布相位抖动(随机相差的均方值)对BPSK误码性能的影响性能严重退化
第36页：对于中等信噪比值
对于中等信噪比值
- 对于中等信噪比值，小的相位误差产生的性能退化是极小的，可以忽略。
- 当相位误差的标准偏差大于0.3rad时性能严重退化，这时即使再无限增大信噪比
- 都无济于事。因为这时误码率主要由相位误差的概率所决定，与
- 无关。这时的误码率称为是不可减小误码率。
- 另一方面，对于设计良好的相位跟踪环路，当
- 增大时，环路信噪比也增大，会减小，所以实际上对于设计良好的环路，不可减小误码率出现可能性不大。
第37页：9.4位同步
9.4位同步
插入导频法插入导频法（外同步法）直接法（自同步法）。位同步法(a)图(b)图双极性码的功率谱密度基带信号经过相关编码后的功率谱
第38页：自同步法分类
自同步法分类
- 开环同步法
- 由于二进制等先验概率的不归零码元序列中没有离散的码元速率频谱分量，故需要在接收时对其进行某种非线性变换，才能使其频谱中含有离散的码元速率频谱分量，并从中提取码元定时信息。
- 闭环同步法
- 用比较本地时钟周期和输入信号码元周期的方法，将本地时钟锁定在输入信号上。
第39页：开环同步法
开环同步法
- 波形变换
- 包络检波：从PSK信号中提取位同步信息低通微分整流窄带滤波放大限幅原理框图①②③①②③波形图
第40页：闭环锁相法位同步开环滤波法位同步
闭环锁相法位同步开环滤波法位同步
的主要缺点在于存在非零平均跟踪误差。虽然当大信噪比时，平均误差可以非常小，但由于同步信号波形直接依赖于输入信号，所以平均位同步误差是不可避免的。闭环锁定法通过对输入信号和本地时钟信号的比较测量来使本地时钟信号与输入数据转换时刻同步，闭环锁定法工作方式和载波跟踪环路一样，可以消除平均跟踪误差。
一、早—迟门同步环早—迟门同步环是一种最为通用的闭环锁定位同步方法。虽然它是次最佳的，但它较容易实现
第41页：早—迟门同步环早—迟门同步环有二个
早—迟门同步环早—迟门同步环有二个
- 早—迟门同步环早—迟门同步环有二个积分器，一个称早积分器，另一个称为迟积分器。二个积分器的积分时间长度相等，都等于，积分器的起止时刻由VCO控制。二个积分器输出的绝对值之差作为接收机符号定时误差的度量，经环路滤波器，其输出用来控制VCO，对定时误差进行校正。超前门滞后门环路滤波|
- ||
- |+压控振荡+-u1u2|u1||u2|e=|u2|-|u1|m(t)门波形产生
第42页：数据符号早门积分区间迟门积分区间如
数据符号早门积分区间迟门积分区间如
果接收机的早—迟门定时超前于输入数据，二个积分器输出的绝对值差为。这个误差信号使得VCO的输出频率降低，延迟了接收机的早—迟门定时，使得接收机时钟与输入数据定时相接近
第43页：如果早—迟门定时迟于输入数据时钟
如果早—迟门定时迟于输入数据时钟
同样会产生误差信号，使得VCO的输出频率提高，接收机早—迟门定时得到推前，使接收机时钟与输入数据时钟的误差减小。如果接收机的早—迟门定时同步于输入数据，二个积分器输出的绝对值差相同，误差电压等于零，所以同步是稳定的
第44页：存在的问题和解决办法
存在的问题和解决办法
- 在上面讨论中已经假定接收信号中的码元波形有突跳边沿。若它没有突跳边沿，则无论有无同步时间误差，超前门和滞后门的积分结果总是相等，这样就没有误差信号去控制压控振荡器，故不能使用此法取得同步。这个问题在所有自同步法的码元同步器中都存在，在设计时必须加以考虑。
- 此外，由于两个支路积分器的性能也不可能做得完全一样。这样将使本来应该等于零的误差值产生偏差；当接收码元序列中较长时间没有突跳边沿时，此误差值偏差持续地加在压控振荡器上，使振荡频率持续偏移，从而会使系统失去同步。
- 为了使接收码元序列中不会长时间地没有突跳边沿，可以在发送时对基带码元的传输码型作某种变换，例如改用HDB3码，或用扰乱技术，使发送码元序列不会长时间地没有突跳边沿。
第45页：位同步的性能指标
位同步的性能指标
- 相位误差
- 同步建立时间
- 越短越好
- 同步保持时间
- 越长越好
- 同步带宽
第46页：码元同步误差对于误码率的影响
码元同步误差对于误码率的影响
- 码元同步误差对于误码率的影响在用匹配滤波器或相关器接收码元时，其积分器的积分时间长短直接和信噪比Eb/n0有关。若积分区间比码元持续时间短，则积分的码元能量Eb显然下降，而噪声功率谱密度n0却不受影响。在相邻码元有突变边沿时，若码元同步时间误差为
- ，则积分时间将损失2
- ，积分得到的码元能量将减小为Eb(1-2
- /T)；在相邻码元没有突变边沿时，则积分时间没有损失。对于等概率随机码元信号，有突变的边沿和无突变的边沿各占1/2。以等概率2PSK信号为例，其最佳误码率为：故在有相位误差时的平均误码率为
第47页：9.5帧同步
9.5帧同步
- 起止式同步
- 插入特殊同步码组
- 集中式（连贯式）插入法
- 分散式插入止起止5个码元11.5
第48页：集中插入适用于要求快速建立同步
集中插入适用于要求快速建立同步
的地方，或间断传输信息并且每次传输时间很短的场合。信息码组同步码组信息码组信息码组信息码组同步码组同步码组
第49页：分散插入同步码组
分散插入适用于连续传输信息之
处，例如数字电话系统中。信息码组信息码组信息码组同步码元同步码元同步码组同步码元同步码元
第50页：同步电路的状态
同步电路的状态
- 捕捉态
- 在捕捉态时，确认搜索到群同步码的条件必须规定得很高，以防发生假同步。
- 保持态
- 一旦确认达到同步状态后，系统转入保持态。在保持态下，仍须不断监视同步码的位置是否正确。但是，这时为了防止因为噪声引起的个别错误导致认为失去同步，应该降低判断同步的条件，以使系统稳定工作。
第51页：集中插入—群同步码组
集中插入—群同步码组
- 原理：采用特殊的群同步码组，集中插入在信息码组的前头，使得接收时能够容易地立即捕获它。因此，要求群同步码的自相关特性曲线具有尖锐的单峰，以便容易地从接收码元序列中识别出来。
- 局部自相关函数定义：设有一个码组，它包含N个码元，则其局部自相关函数等于式中，N为码组中的码元数目；xi= +1或-1，当1
- i
- N；xi= 0，当1 >i和i>N。
第52页：显然可见
显然可见
当j= 0时，若一个码组的自相关函数仅在R(0)处出现峰值，其他处的R(j)值均很小，则可以用求自相关函数的方法寻找峰值，从而发现此码组并确定其位置
第53页：巴克码
巴克码
巴克码的自相关函数：jR(j)7位巴克码：{＋＋＋－－＋－}的自相关函数图上式表明，巴克码的R(0)=N，而在其他处的自相关函数R(j)的绝对值均不大于1。这就是说，凡是满足上式的码组，就称为巴克码。
第54页：巴克码组列表
巴克码组列表
表中各码组的反码（即正负号相反的码）和反序码（即时间顺序相反的码）也是巴克码。巴克码N＋1＋＋，＋－2＋＋－3＋＋＋－，＋＋－＋4＋＋＋－＋5＋＋＋――＋－7＋＋＋―――＋――＋－11＋＋＋＋＋――＋＋－＋－＋13
第55页：巴克码识别器
巴克码识别器
０１０１０１０１０１０１０１相加器判决移位方向输入
第56页：集中插入法群同步码检测流程初始化
集中插入法群同步码检测流程初始化
- 集中插入法群同步码检测流程初始化(将同步状态设为捕捉态)移1位开始N等待下一同步码组Y保持态捕捉态NY计算R(j)
- (N-2)?计算R(j) = N?
第57页：分散插入法
分散插入法
原理：通常，分散插入法的群同步码都很短。例如，在数字电话系统中常采用“10”交替码，即在下图所示的同步码元位置上轮流发送二进制数字“1”和“0”。这种有规律的周期性地出现的“10”交替码，在信息码元序列中极少可能出现。
因此在接收端有可能将同步码的位置检测出来。信息码组信息码组信息码组同步码元同步码元同步码组同步码元同步码元
第58页：在接收端
在接收端
为了找到群同步码的位置，需要按照其出现周期搜索若干个周期。若在规定数目的搜索周期内，在同步码的位置上，都满足“1”和“0”交替出现的规律，则认为该位置就是群同步码元的位置。至于具体的搜索方法，由于计算技术的发展，目前多采用软件的方法，不再采用硬件逻辑电路实现
第59页：软件搜索方法
软件搜索方法
- 移位搜索法
- 系统开始处于捕捉态。
- 对接收码元逐个考察，若考察的第一个接收码元就发现它符合群同步码元的要求，则暂时假定它就是群同步码元；
- 在等待一个周期后，再考察下一个预期位置上的码元是否还符合要求。若连续n个周期都符合要求，就认为捕捉到了群同步码。
- 若第一个接收码元不符合要求或在n个周期内出现一次被考察的码元不符合要求，则推迟一位考察下一个接收码元。直至找到符合要求的码元并保持连续n个周期都符合为止；这时捕捉态转为保持态。
第60页：在保持态
在保持态
同步电路仍然要不断考察同步码是否正确，但是为了防止考察时因噪声偶然发生一次错误而导致错认为失去同步，一般可以规定在连续n个周期内发生m次(m<n)考察错误才认为是失去同步。这种措施称为同步保护。
在下图中画出了上述方法的流程图
第61页：Y初始化开始同步状态移一位
Y初始化开始同步状态移一位
是同步码？记数器A记到n？记数器A加1N状态转换YYN置0是同步码？记数器B加1记数器B记到m？N记数器C加1Y记数器C记到n？置0保持态捕捉态将同步状态设为捕捉态将各记数器置0
第62页：群同步性能
群同步性能
- 主要性能指标：
- 假同步概率Pf：当捕捉时同步系统将错误的同步位置当作正确的同步位置捕捉到。产生假同步的主要原因是由于噪声的影响使信息码元错成同步码元。
- 漏同步概率Pl：同步系统将正确的同步位置漏过而没有捕捉到。漏同步的主要原因是噪声的影响，使正确的同步码元变成错误的码元。
第63页：计算漏同步概率
计算漏同步概率
设接收码元错误概率为p，需检验的同步码元数为n，检验时容许错误的最大码元数为m，则未漏判定为同步码的概率等于式中，Cnr为n中取r的组合数。所以，漏同步概率等于当不允许有错误时，即设定m= 0时，则上式变为上式就是不允许有错同步码时漏同步的概率。
第64页：计算假同步概率假设信息码元是等概率
计算假同步概率假设信息码元是等概率
的，即其中“1”和“0”的先验概率相等；并且假设假同步完全是由于某个信息码组被误认为是同步码组造成的。同步码组长度为n，所以n位的信息码组有2n种排列。它被错当成同步码组的概率和容许错误码元数m有关。
若不容许有错码，即m= 0，则只有一种可能，即信息码组中的每个码元恰好都和同步码元相同。若m= 1，则有Cn1种可能将信息码组误认为是同步码组。因此假同步的总概率为式中，分母2n是全部可能出现的信息码组数
第65页：平均建立时间
平均建立时间
- 比较
- 比较漏同步和假同步公式可见，当判定条件放宽时，即m增大时，漏同步概率减小，但假同步概率增大。设计时需折中考虑。
- 平均建立时间：
- 从开始捕捉转变到保持态所需的时间。
- 现以集中插入法为例进行计算。假设漏同步和假同步都不发生，则由于在一个群同步周期内一定会有一次同步码组出现。所以按照上流程图捕捉同步码组时，最长需要等待一个周期的时间，最短则不需等待，立即捕到。平均而言，需要等待半个周期的时间。设N为每群的码元数目，其中群同步码元数目为n，T为码元持续时间，则一群的时间为NT，它就是捕捉到同步码组需要的最长时间；而平均捕捉时间为NT/ 2。若考虑到出现一次漏同步或假同步大约需要多用NT的时间才能捕获到同步码组，故这时的群同步平均建立时间约为te
- NT(1/2 +Pf+Pl)
第66页：帧同步性能
帧同步性能
第67页：本章小结
本章小结
